En los últimos años, la tecnología de fuentes de alimentación conmutadas ha experimentado un desarrollo hacia la miniaturización, alta frecuencia y alta eficiencia con el avance de los chips altamente integrados. Los chips de control altamente integrados simplifican los componentes periféricos requeridos, ya que es relativamente fácil diseñar una fuente de alimentación conmutada utilizando el software de diseño. Sin embargo, el alto nivel de integración conlleva problemas como una baja libertad de diseño, baja disponibilidad de chips y bajo costo. El software de diseño desarrollado por cada fabricante solo es capaz de simular algunos tipos de chips específicos. En la aplicación práctica, es crucial diseñar una fuente de alimentación conmutada que sea compatible con las exigencias del producto y que presente excelentes condiciones de funcionamiento. Basándose en los requisitos del módulo de alimentación para RFID, se diseña una fuente conmutada con un voltaje de 220 VAC a 0,5 VDC y unas dimensiones de 88 mm x 70 mm. Dado que la corriente de funcionamiento se aproxima a 1,5 A durante el proceso de lectura de etiquetas, la corriente máxima de salida de la fuente conmutada diseñada se establece en 3 A.
En el diseño de un convertidor miniatura con potencia de salida relativamente baja, de acuerdo con la teoría de Erickson R. W., la disponibilidad del interruptor de potencia de la fuente conmutada flyback, que es 0,385, es mayor que 0,353, valor correspondiente a los tipos de choque normal, puente completo y medio puente. Por lo tanto, se elige la estructura de convertidor flyback. Teniendo en cuenta las ventajas del diseño con realimentación y del controlador en modo de corriente, se selecciona el chip de control PWM en modo de corriente UC3842.
En la fuente conmutada que utiliza el chip UC3842, el diseño del circuito periférico es relativamente sencillo. La estructura del chip de control PWM en modo corriente elimina el doble polo introducido por la inductancia en el lazo, con el fin de simplificar de manera efectiva el diseño del lazo de realimentación. Se aplica un estilo de realimentación en el terminal de salida que consiste en un diodo de referencia TL431 y un optoacoplador. En el diseño basado en el UC3842, los diseñadores tienden a diseñar de forma independiente cada módulo en la estructura flyback, haciendo hincapié en el diseño del circuito adyacente y del circuito de realimentación, mientras que se descuida el diseño de otros circuitos. Por ejemplo, de acuerdo con el teorema del elemento extra del Dr. Middlebrook, la impedancia de entrada del filtro de entrada debe ser mucho menor que la impedancia de entrada del convertidor. De lo contrario, es posible que se produzcan oscilaciones en el circuito. Este diseño analiza cuidadosamente el diseño de los circuitos adyacentes, como el diseño del filtro de entrada, la compensación de pendiente y el diseño del circuito de tierra. El esquema de diseño se determina mediante simulación en Saber y su compatibilidad con los requisitos y la estabilidad se verifica mediante la depuración con RFID.
Teoría básica de la potencia de conmutación flyback
La teoría básica de diseño de la fuente conmutada consiste en transformar VAC en VDC para que la fuente de alimentación al circuito integrado convierta la CC en HFAC, que luego se transforma en una salida de CC. La retroalimentación estabiliza el voltaje de salida a partir de una muestra de la CC de salida y del control de conmutación del CI de entrada. La teoría de la fuente conmutada se ilustra en la Figura 1.
En el convertidor de control de la fuente de alimentación conmutada flyback se aplica una estructura de doble lazo cerrado de corriente. La característica del convertidor flyback radica en que, cuando el transistor de conmutación está en estado de conducción, la energía inductiva en las bobinas de un lado del transformador suministra potencia a la carga a través del diodo rectificador, mientras que, cuando el transistor de conmutación está en estado de corte, la energía se almacena en la bobina del transformador y la salida es proporcionada por la energía almacenada en el condensador de salida. El diagrama esquemático del convertidor flyback se muestra en la Figura 2.
Cuando el voltaje detectado por las resistencias de detección de salidaR1yR2es menor que el voltaje de referenciaVref, el error aumenta a través del amplificador de error con el tubo de conmutaciónP1abierto. La inductancia primaria y la corriente del transformador aumentan con la pendiente de (Vg-Ven)/Lm. Resistor de muestreoRscambia la inductancia primaria y la corriente en un voltaje de muestreo. Basado en la comparación entre el voltaje de muestreo en la resistencia de muestreoRsy el voltaje de error, cuando el voltaje en la resistencia de muestreoRsaumenta hasta un valor superior al voltaje de error, se generará un nivel bajo y el transistor de conmutación se apagará hasta la llegada del siguiente ciclo de reloj. La fuente de alimentación conmutada flyback no necesita un inductor de potencia de salida y el inductor del transformador puede aplicarse directamente para la alimentación, lo que se caracteriza por una estructura topológica simple. El circuito de control depende principalmente del chip PWM en modo de corriente UC3842 y del circuito periférico.
Modo actual PWM Chip UC3842
La CPU de control aplicada en este diseño es el chip PWM UC3842 en modo de frecuencia fija y corriente, que integra componentes de control cruciales como el oscilador, el amplificador de error, el comparador PWM y el disparador SR. Este chip presenta funciones de protección contra subtensión y sobrecorriente, con un modo de salida de tipo totem pole, frecuencia de trabajo de 500 kHz, corriente de arranque inferior a 1 mA y una corriente máxima de salida de 1 A.
Las funciones de los pines son diferentes entre sí. El pin 7 es para la alimentación. Cuando el voltaje es mayor que el umbral de arranque lento de 16 V, el disparador Schmitt entrega un nivel alto. El regulador de voltaje suministra un voltaje de referencia de 5 V al pin 8 y, cuando el voltaje es inferior a 10 V, el disparador Schmitt entrega un nivel bajo con bloqueo por subtensión. El tubo estabilivolt interno limita el voltaje máximo de entrada a 36 V. La alimentación se suministra aCtpor el pin 4 mediante un circuito RC externo y por el pin 8 mediante una resistenciaRtyCtdetermina la frecuencia del oscilador mediante una fuente de corriente interna que genera electricidad. El pin 2 es la entrada inversora del amplificador de error, mientras que el pin 1 es la salida del amplificador de error para proporcionar compensación. El pin 3 es el pin de detección de corriente, que determina el ciclo de trabajo a través de la salida del amplificador de error y, cuando el voltaje del pin 3 es superior a 1 V, el flujo de corriente se interrumpe. El pin 6 proporciona una salida en modo totem pole con una corriente máxima de trabajo de 1 A, acelerando el apagado del tubo de conmutación.
Diseño de control de potencia conmutada flyback
El diagrama esquemático de la parte de control se muestra en la Figura 3 a continuación. La parte de control del convertidor flyback está mayormente integrada dentro del chip UC3842 y solo se necesitan unos pocos componentes externos para implementar la función de control requerida. El módulo principal de función de control incluye el circuito de arranque, el diseño de frecuencia, el circuito de protección, el circuito de accionamiento y la compensación de pendiente.
• Diseño de circuitos de arranque y de frecuencia
El circuito de arranque suministra al pin 7 un voltaje de arranque de más de 16 V. Cuando el sistema se inicia, la alimentación se suministra al pin 7 mediante el devanado auxiliar. La frecuencia de trabajo de este sistema está determinada por el condensador de temporización y la resistencia entre el pin 8 y el pin 4. El voltaje de referencia de 5 V del pin 8 proporciona alimentación al condensadorC15a través de la resistenciaR9. CondensadorC15luego genera una onda de dientes de sierra mediante una fuente de corriente interna que genera electricidad cuyo lapso de tiempo determina el tiempo muerto de la salida PWM del chip. Para garantizar el rendimiento, el tiempo muerto debe ser un 5% menor que el período de oscilación. Con base en el diagrama de secuencia temporal, se puede obtener queC15es 3,3 nF y la frecuencia de trabajo 47 kHz. De acuerdo con la fórmulafosc= 1.7/(RrefxC15), el valor deR9es 11 kHz.
• Circuito de retroceso actual
El circuito de retroceso actual del chip transforma la corriente del inductor en el lado primario en la tensión de salida del amplificador de tensión y error implementado por el comparador PWM a través de la resistencia de detección de sobrecorriente. Cuando la tensión del pin 3 es superior a 1 V, la salida se interrumpe. Se supone que la corriente pico del inductor es de 1 A y el valor de la resistencia de detección de corrienteR13se supone que es de 1 Ω. Para evitar la desconexión por error provocada por el pico de corriente del inductor en el borde primario del transformador,R11yC14se accede para filtrar el pico y la corriente de pico es de aproximadamente cientos de nanosegundos. En la condición de que se suponga que R11 es 1k y C14 500pF, la constante de tiempo τ =RC= 500 ns.
• Circuito de accionamiento del MOSFET
El circuito de accionamiento del MOSFET es responsable de la excelente forma de onda del PWM, especialmente del flanco de caída. La conexión en serie entre el pin de salida 6 y la resistencia en serie de compuertaR6disminuirá la fluctuación parasitaria de alta frecuencia causada por la capacitancia de entrada del MOSFET y cualquier inductancia en serie de los conductores en el circuito. Con el fin de asegurar la forma de onda PWM de conmutación del MOSFET, el valor deR6siempre es pequeño en el rango de decenas a veintenas de ohmios. El valor deR8se supone que debe ser de 15 kΩ como resistencia de fuga de rejilla del tubo MOS.
• Compensación de pendiente
En el control en modo de corriente pico, el valor pico de la corriente del inductor se establece constantemente, mientras que el valor promedio de la corriente del inductor no lo está. El cambio del ciclo de trabajo modificará la corriente promedio y el lazo interno de control de corriente pico garantiza el valor pico de la corriente del inductor, pero no logra controlar el valor promedio correcto de la corriente del inductor compatible con el voltaje de salida, lo que conduce a un cambio constante del voltaje de salida. Cuando el ciclo de trabajo es superior al 50%, la fluctuación de la corriente del inductor generará oscilaciones. En este diseño, se requiere compensación de pendiente. La aplicación de compensación de pendiente positiva superior se refiere a superponer una tensión de pendiente positiva sobre las señales de muestreo de corriente. En este diseño se aplica compensación capacitiva con unC51de 100 pF añadido entre el pin 3 y el pin 4 y la señal de oscilación del oscilador suministra energía aC51y el pin 3 a través de un condensador. Con este tipo de compensación de pendiente, la capacitancia es relativamente pequeña, del orden de pF, para evitar atraer la corriente del oscilador y generar un voltaje negativo demasiado grande en el pin 3.
Diseño de circuito periférico de fuente de alimentación conmutada flyback
• Diseño de circuitos para EMI y filtro rectificador
Para filtrar la interferencia de la red eléctrica de alta frecuencia en los dispositivos y la influencia del conmutador de alta frecuencia en la red eléctrica, se debe incorporar un circuito de filtro EMI en la etapa de entrada. El diagrama de circuito de una onda de filtro EMI común se muestra en la Figura 4.
C1está conectado en el puerto de entrada de la red eléctrica mientrasC2está con el puerto de entrada del dispositivo para eliminar la interferencia en modo diferencial.Lcomparte la misma dirección con el choque de modo común para filtrar la interferencia de modo común mientrasC16yC17están conectados a tierra para filtrar la interferencia en modo común.
La corriente de fuga deCdieciséisyC17se calcula conforme a la fórmula:
. Para dos condensadores idénticos, la amplitud de la corriente de fuga debe ajustarse a la fórmula:
, en el quefse refiere a la frecuencia de la red eléctrica con un valor de 50 Hz,Cse refiere a la capacitancia total de 4400 pF a tierra, yVse refiere al voltaje de tierra de 110 V. Por lo tanto, el valor deYofugaes de 0,15 mA, lo cual es compatible con la corriente alterna con el valor eficaz de 220 VCA después de la compatibilidad EMI con la norma de seguridad. La amplitud es
mientras que el DCV de salida es
. El voltaje de ruptura inversa del diodo debe cumplir el siguiente requisito:
.Cse refiere a la capacitancia de filtrado mientrasRLse refiere a la carga. Cuanto mayor sea la constante de tiempoRLCu mayor sea la capacitancia del condensador de suavizado, mejor será el efecto de filtrado. Se elige el diodo 1N4007, que tiene una alta tensión soportada.
• Oscilación provocada por la impedancia de salida del filtro y la impedancia de entrada del convertidor
La incompatibilidad entre la impedancia de entrada del convertidor y la impedancia de salida del filtro posiblemente también conduce a oscilaciones. La impedancia de entrada del convertidor del sistema en lazo puede considerarse como una resistencia negativa (
). El filtro esLCel filtro y la función de transferencia pueden obtenerse con la ESR de la inductancia y la capacitancia.
La impedancia de entrada del convertidor de oscilación constante del sistema debe cumplir la fórmula:
.
Por lo tanto, solo si la impedancia de entrada del convertidor en bucle es menor que la impedancia de salida de oscilación del filtro calculada, el coeficiente de amortiguamiento de la función de transferencia será un valor positivo que se estabilizará para reducir la oscilación. De lo contrario, el circuito fluctuaría.
• Diseño de circuito snubber
Para evitar que el tubo de frecuencia se destruya como resultado de la sobretensión de apagado, debe montarse un circuito amortiguador RCD de borde primario en el transformador. El puerto de salida descompone el diodo de salida para evitar una ruptura brusca con la adición del circuito amortiguador de salida, lo cual se ilustra en la Figura 5.
En el proceso de ruptura del MOS, la corriente del borde primarioyodalimenta la capacitancia de fuga parasitaria de la fuente a través de la fuga de borde del primario del transformador. Este voltaje de alta frecuencia puede hacer que el voltaje en el tubo de conmutación exceda su tensión de soportación y rompa el tubo de conmutación, por lo que se añade un circuito snubber RCD para proporcionar una ruta de derivación de voltaje. Se selecciona el diodo de recuperación rápida FR107 con alta tensión de soportación, resistencia RCD de 5 kΩ y capacitancia de 3300 pF.
Cuando la entrada está abierta con el MOSFET abierto, el voltaje aplicado sobre el diodo Schottky de salida (
) y la avería severa del MOS provoca la avería del diodo. Con el circuito snubber RC añadido, la tensión sobre el diodo SchottkyVD=VO+YoOxR3. El tiempo de apertura del MOSFET 2SK792 es de 55 ns, la tensión inversa soportada del diodo Schottky SB540 es de 60 V, salidaVOes de 5V y la corriente máxima es de 3A. Por lo tanto, la resistencia equivalente del circuito snubber máximo es de 18,33Ω y (
). Cuando R es de 18Ω y C es de 560pF, la resistencia serie equivalente es de 18,06Ω.
• Diseño de circuito de salida
La rectificación se implementa en la parte de salida mediante un diodo Schottky y el filtrado se realiza con un condensador de baja ESR, cuya ESR equivalente reduce la salida, como se muestra en la Figura 6.
Los circuitos de muestreo de salida se obtienen medianteR5yR12tensión diferencial y el valor deR12se determina con referencia a la corriente del terminal de salida del TL431, que es de 1,5 μA. Para evitar que la corriente influya en la relación de voltaje diferencial y el ruido, la corriente a través de la resistenciaR12debe ser más de 100 veces la corriente de entrada del TL431. Rbaja<2,5/150μA=16,6kΩ. Dado que la corriente de trabajo del TL431 está en el rango de 1mA a 100mA, cuando la corriente deR5es casi 0, la corriente de 1 mA es suministrada al TL431 porR14(R14<Uf/1mA). Basado en el manual del PC817B,Uf= 1,15 V, el valor deR14puede ser de 1 kΩ ya que su valor debe ser menor que 1,15 kΩ.
Según las curvas de características del triodo en el PC817B, cuando la corriente directa del transistor es aproximadamente de 7 mA, el valor deYoCtambién es de 7 mA y la tensión del emisor es lineal dentro de una categoría relativamente amplia con el UC3842COMP lineal. El CTR en el PC817B está en el rango de 1,3 a 2,6. Cuando el valor deYoCes de 7 mA; considerando la peor situación, el valor de CTR es 1,3. Se requiere que la corriente máxima que fluye a través del LED seaYof=YoC/1.3 = 5,38 mA,R4<(5 -Uka-Uf)/5,38 mA = (5 - 1,15 - 2,5)/5,38 mA = 250 Ω. La corriente máxima que puede soportar el TL431 es de 150 mA mientras que la corriente máxima que puede soportar el PC817 es de 50 mA. Por lo tanto, la corriente máximaR4proporciona 50 mA conR4>(5 - 1.15 - 2.5)/50mA = 27Ω. Así que el rango deR4está entre 27Ω y 250Ω, con el valor de 150Ω seleccionado.
• Diseño del circuito de tierra
El transformador se aplica como aislador de tierra entre la tierra fría y la tierra caliente en la fuente conmutada. La tierra caliente en el lado primario del transformador puede formar un bucle a través de la red eléctrica y el secundario del transformador se refiere al bucle formado por la tierra fría y la tierra. Condensador de seguridadYes recogido porCdieciséisyC17conectar la línea neutra y la línea activa al chasis de tierra para filtrar las interferencias de modo común. CondensadorC18entre tierra caliente y tierra fría transforma el ruido en el lado secundario del transformador en un cortocircuito primario para reducir la radiación de ondas electromagnéticas.
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