Avec le développement de circuits intégrés hautement intégrés ces dernières années, la technologie des alimentations à découpage a évolué vers la miniaturisation, la haute fréquence et le haut rendement. Les circuits intégrés de commande hautement intégrés simplifient les composants périphériques requis, puisqu’il est relativement facile de concevoir une alimentation à découpage en s’appuyant sur des logiciels de conception. Cependant, le problème d’une forte intégration entraîne une faible liberté de conception, une disponibilité réduite des puces et un faible coût. Les logiciels de conception développés par chaque fabricant ne sont capables de simuler que certains types de puces particulières. Dans l’application pratique, il est crucial de concevoir une alimentation à découpage compatible avec les exigences du produit et présentant d’excellentes conditions de fonctionnement. En fonction des besoins du module d’alimentation pour RFID, une alimentation à découpage est conçue avec une tension allant de 220 V CA à 0,5 V CC et des dimensions de 88 mm × 70 mm. Étant donné que le courant de fonctionnement est proche de 1,5 A lors de la lecture des étiquettes, le courant de sortie maximal de l’alimentation à découpage conçue est fixé à 3 A.
Dans la conception de miniaturisation avec une puissance de sortie relativement faible, selon la théorie d’Erickson R. W., la disponibilité de l’interrupteur de puissance d’une alimentation à découpage flyback, qui est de 0,385, est supérieure à 0,353 obtenue avec les structures à choc normal, pont complet et demi-pont. Par conséquent, la structure de convertisseur flyback est choisie. En tenant compte des avantages de la conception avec rétroaction et du contrôleur en mode courant, le circuit intégré de commande PWM en mode courant UC3842 est sélectionné.
Dans l’alimentation à découpage utilisant le circuit intégré UC3842, la conception du circuit périphérique est relativement simple. La structure de la puce de commande PWM en mode courant élimine le double pôle introduit par l’inductance dans la boucle, ce qui permet de simplifier efficacement la conception de la boucle de rétroaction. Un mode de rétroaction en sortie est appliqué, constitué de la diode de référence TL431 et d’un optocoupleur.
Dans la conception basée sur l’UC3842, les concepteurs ont tendance à concevoir indépendamment chaque module de la structure flyback, en mettant l’accent sur la conception du circuit d’attaque et du circuit de rétroaction, tout en négligeant les autres parties du circuit. Par exemple, selon le théorème de l’élément supplémentaire du Dr Middlebrook, l’impédance d’entrée du filtre d’entrée doit être bien inférieure à l’impédance d’entrée du convertisseur. Dans le cas contraire, des oscillations peuvent apparaître dans le circuit.
Cette conception examine soigneusement la conception des circuits adjacents, tels que le circuit du filtre d’entrée, la compensation de pente et la conception de la masse. Le schéma de conception est déterminé à l’aide de simulations Saber, et sa conformité aux exigences ainsi que sa stabilité sont vérifiées par mise au point avec le système RFID.
Théorie de base de l’alimentation à découpage flyback
La théorie de conception de base de l’alimentation à découpage consiste à transformer la tension alternative (VAC) en tension continue (VDC) pour alimenter le circuit intégré, qui convertit ensuite cette tension continue en haute fréquence (HFAC), laquelle est ensuite reconvertie en sortie continue (DC). La rétroaction stabilise la tension de sortie à partir de l’échantillon de sortie en courant continu et du circuit intégré d’entrée qui commande l’interrupteur. La théorie de l’alimentation à découpage est illustrée à la Figure 1.
Une structure de double boucle fermée en mode courant est appliquée dans le convertisseur de commande de l’alimentation à découpage flyback. La caractéristique du convertisseur flyback réside dans le fait que, lorsque le transistor de commutation est en état de conduction, l’énergie inductive dans les enroulements d’un côté du transformateur fournit de la puissance à la charge via la diode redresseuse, tandis que, lorsque le transistor de commutation est en état de coupure, l’énergie est stockée dans l’enroulement du transformateur et la sortie est assurée par l’énergie stockée dans le condensateur de sortie. Le schéma du convertisseur flyback est illustré à la Figure 2.
Lorsque la tension détectée par les résistances de détection de sortieR1etR2est inférieur à la tension de référenceVréf, l’erreur augmente via l’amplificateur d’erreur avec le tube de commutationQ1ouvert. L’inductance primaire et le courant du transformateur augmentent avec une pente de (Vg-Vsur)/Lm. Résistance d’échantillonnageRschange l’inductance primaire et le courant en une tension d’échantillonnage. Sur la base de la comparaison entre la tension d’échantillonnage sur la résistance d’échantillonnageRset la tension d’erreur, lorsque la tension sur la résistance d’échantillonnageRss’élève à une valeur supérieure à la tension d’erreur, un niveau bas sera délivré et le transistor de commutation sera bloqué jusqu’à l’arrivée de l’horloge suivante. L’alimentation à découpage flyback n’a pas besoin d’une inductance de puissance en sortie et l’inductance du transformateur peut être directement utilisée pour la puissance, ce qui se caractérise par une structure topologique simple. Le circuit de commande dépend principalement du circuit intégré PWM en mode courant UC3842 et de son circuit périphérique.
Puce PWM en mode courant UC3842
Le CPU de commande utilisé dans cette conception est le circuit PWM UC3842, fonctionnant en mode fréquence et courant fixes, intégrant des composants de contrôle essentiels tels que l’oscillateur, l’amplificateur d’erreur, le comparateur PWM et le déclencheur SR. Ce circuit offre des fonctions de protection contre la sous-tension et la surintensité, avec une sortie de type totem-pole, une fréquence de fonctionnement de 500 kHz, un courant de démarrage inférieur à 1 mA et un courant de sortie maximal de 1 A.
Les fonctions des broches sont différentes les unes des autres. La broche 7 est destinée à l’alimentation. Lorsque la tension dépasse le seuil de démarrage progressif de 16 V, le déclencheur de Schmitt délivre un niveau haut. Le régulateur de tension fournit une tension de référence de 5 V à la broche 8 et, lorsque la tension est inférieure à 10 V, le déclencheur de Schmitt délivre un niveau bas avec verrouillage en cas de sous-tension. Le tube stabilivolt interne limite la tension d’entrée maximale à 36 V. L’alimentation est fournie àCtpar la broche 4 via un circuit RC externe et par la broche 8 via une résistanceRtetCtdétermine la fréquence de l’oscillateur via une source de courant interne générant de l’électricité. La broche 2 est l’entrée inverseuse de l’amplificateur d’erreur, tandis que la broche 1 est la sortie de l’amplificateur d’erreur pour fournir la compensation. La broche 3 est la broche de détection de courant, déterminant le cycle de service par la sortie de l’amplificateur d’erreur et, lorsque la tension de la broche 3 dépasse 1 V, le flux de courant est interrompu. La broche 6 fournit une sortie en mode totem-pole avec un courant de fonctionnement maximal de 1 A, accélérant la fermeture du tube de commutation.
Conception de la commande de puissance à découpage flyback
Le schéma de la partie commande est présenté à la Figure 3 ci-dessous. La partie commande du convertisseur flyback est principalement intégrée dans le circuit intégré UC3842 et seules quelques composantes externes permettent de réaliser la fonction de commande requise. Le module principal de commande comprend le circuit de démarrage, la conception de la fréquence, le circuit de protection, le circuit de commande et la compensation de pente.
• Conception du circuit de démarrage et de la fréquence
Le circuit de démarrage fournit à la broche 7 une tension de démarrage supérieure à 16 V. Lorsque le système démarre, l’alimentation est fournie à la broche 7 par l’enroulement auxiliaire. La fréquence de fonctionnement de ce système est déterminée par le condensateur de temporisation et la résistance entre la broche 8 et la broche 4. La tension de référence de 5 V de la broche 8 alimente le condensateur.C15à travers la résistanceR9. CondensateurC15puis génère une onde en dents de scie par le biais d’une source de courant interne produisant un signal électrique dont la durée détermine le temps mort de la sortie PWM de la puce. Afin de garantir les performances, le temps mort doit être inférieur de 5 % à la période d’oscillation. D’après le diagramme de chronogramme, on peut en déduire queC15est de 3,3 nF et la fréquence de fonctionnement de 47 kHz. Conformément à la formulefosc= 1,7/(Rréf.xC15), la valeur deR9est de 11 kHz.
• Circuit de repli actuel
Le circuit de repli actuel de la puce transforme le courant de l’inductance au bord primaire en la tension de sortie de l’amplificateur de tension et d’erreur, mise en œuvre par le comparateur PWM via la résistance de détection de surintensité. Lorsque la tension de la broche 3 dépasse 1 V, la sortie se bloque. Le courant de crête de l’inductance est supposé être de 1 A et la valeur de la résistance de détection de courantR13est censée être de 1 Ω. Afin d’éviter l’arrêt par erreur provoqué par le pic de courant de l’inductance sur le bord primaire du transformateur,R11etC14sont utilisés pour filtrer le pic et le courant de crête est d’environ quelques centaines de nanosecondes. Dans la condition où R11 est supposée être de 1 kΩ et C14 de 500 pF, la constante de temps τ =RC= 500 ns.
• Circuit de commande de transistor MOS
Le circuit de commande du tube MOS est responsable de l’excellente forme d’onde du PWM, en particulier du front descendant. La connexion en série entre la broche de sortie 6 et la résistance de grille en sérieR6réduira les fluctuations parasites haute fréquence causées par la capacité d’entrée du MOS et toute inductance de liaison série dans le circuit. Afin de garantir la forme d’onde PWM de commutation du MOS, la valeur deR6est toujours faible, dans la plage de quelques dizaines à une vingtaine d’ohms. La valeur deR8est censée être de 15 kΩ en tant que résistance de fuite de grille de tube MOS.
• Compensation de pente
Dans la commande en mode courant de crête, la valeur de crête du courant de l’inductance est constamment réglée tandis que la valeur moyenne du courant de l’inductance ne l’est pas. La variation du rapport cyclique modifie le courant moyen et la boucle interne de commande en courant de crête garantit la valeur de crête du courant de l’inductance, mais ne parvient pas à contrôler correctement la valeur moyenne du courant de l’inductance compatible avec la tension de sortie, ce qui entraîne une variation constante de la tension de sortie. Lorsque le rapport cyclique dépasse 50 %, l’ondulation du courant de l’inductance génère une oscillation. Dans cette conception, une compensation de pente est nécessaire. L’application de la compensation de pente positive supérieure consiste à superposer une tension de pente positive sur les signaux d’échantillonnage du courant. Une compensation capacitive est appliquée dans cette conception avec unC51de 100 pF ajouté entre la broche 3 et la broche 4 et le signal d’oscillation de l’oscillateur alimenteC51et la broche 3 via un condensateur. Avec ce type de compensation de pente, la capacité est relativement faible, de l’ordre du pF, afin d’éviter d’attirer le courant de l’oscillateur et de générer une tension négative trop importante sur la broche 3.
Conception du circuit périphérique de l’alimentation à découpage flyback
• Conception de circuits pour CEM et filtre redresseur
Afin de filtrer les interférences du réseau électrique haute fréquence sur les dispositifs et l’influence des commutations haute fréquence sur le réseau électrique, un circuit de filtre EMI doit être inséré au niveau de l’entrée. Le schéma du circuit d’un filtre EMI courant est présenté à la Figure 4.
C1est connecté au port d’entrée du réseau électrique tandis queC2est relié au port d’entrée de l’appareil pour éliminer les interférences en mode différentiel.Lpartage la même direction que la self de mode commun pour filtrer les interférences en mode commun tandis queC16etC17sont reliés à la terre pour filtrer les interférences en mode commun.
Le courant de fuite deC16etC17est calculé conformément à la formule :
. Pour deux condensateurs identiques, l’amplitude du courant de fuite doit être conforme à la formule :
, dans lequelffait référence à la fréquence du réseau électrique, dont la valeur est de 50 Hz,Cfait référence à la capacité totale de 4400 pF vers la masse, etVfait référence à la tension de terre de 110 V. Par conséquent, la valeur deJefuiteest de 0,15 mA, ce qui est compatible avec le courant alternatif ayant une valeur efficace de 220 VCA après CEM, conforme à la norme de sécurité. L’amplitude est
tandis que la DCV de sortie est
. La tension de claquage inverse de la diode doit satisfaire l’exigence suivante :
.Cfait référence à la capacité de filtrage tandis queRLfait référence à la charge. Plus la constante de temps est grandeRLPlus la capacité de lissage C est élevée, meilleur sera l’effet de filtrage. La diode 1N4007, dotée d’une haute tension de tenue, est choisie.
• Oscillation provoquée par l’impédance de sortie du filtre et l’impédance d’entrée du convertisseur
L’incompatibilité entre l’impédance d’entrée du convertisseur et l’impédance de sortie du filtre peut également conduire à une oscillation. L’impédance d’entrée du convertisseur du système en boucle peut être considérée comme une résistance négative (
). Le filtre estLCle filtre et la fonction de transfert peuvent être obtenus avec la RSE de l’inductance et de la capacité.
L’impédance d’entrée du convertisseur de l’oscillation constante du système doit être conforme à la formule :
.
Par conséquent, uniquement si l’impédance d’entrée du convertisseur en boucle est inférieure à l’impédance de sortie d’oscillation du filtre calculée, le coefficient d’amortissement de la fonction de transfert est positif et deviendra stable afin de réduire l’oscillation. Sinon, le circuit fluctuera.
• Conception de circuit d’amortissement
Afin d’empêcher que le tube de fréquence ne soit détruit à la suite d’une surtension de coupure, il est nécessaire d’assembler un circuit d’amortissement RCD primaire en bord d’onde sur le transformateur. Le port de sortie provoque la rupture de la diode de sortie pour éviter une rupture brutale grâce à l’ajout d’un circuit d’amortissement de sortie, comme illustré à la Figure 5.
Dans le processus de claquage du tube MOS, le courant du bord primairejedalimente la capacité de fuite parasite de la source par l’intermédiaire de la fuite de bord primaire du transformateur. Cette tension haute fréquence peut faire dépasser à la tension sur le tube de commutation sa tension de tenue et provoquer la rupture du tube de commutation, c’est pourquoi un circuit d’amortissement RCD est ajouté pour fournir un chemin de dérivation de la tension. Une diode de récupération rapide FR107 à haute tension de tenue est choisie, avec une résistance RCD de 5 kΩ et une capacité de 3300 pF.
Lorsque l’entrée est ouverte avec le MOS ouvert, la tension appliquée sur la diode Schottky de sortie (
) et la rupture brutale du tube MOS entraîne la rupture de la diode. Avec l’ajout du circuit d’amortissement RC, la tension sur la diode SchottkyVD=VO+JeOxR3. Le temps d’ouverture du tube MOS 2SK792 est de 55 ns, la tension de claquage inverse de la diode Schottky SB540 est de 60 V, sortieVOest de 5 V et le courant maximal est de 3 A. Par conséquent, la résistance équivalente du circuit d’amortissement maximal est de 18,33 Ω et (
). Lorsque R est de 18 Ω et C est de 560 pF, la résistance série équivalente est de 18,06 Ω.
• Conception de circuit de sortie
La rectification est réalisée par la partie de sortie au moyen d’une diode Schottky, et le filtrage utilise un condensateur à faible ESR, la réduction de l’ESR équivalent du condensateur diminuant la sortie, comme illustré à la Figure 6.
Les circuits d’échantillonnage de sortie sont obtenus grâce àR5etR12tension différentielle et la valeur deR12est déterminé en référence au courant de sortie de la borne du TL431, qui est de 1,5 μA. Afin d’éviter que le courant n’influence le rapport de tension différentielle et le bruit, le courant traversant la résistanceR12doit être plus de 100 fois le courant d’entrée du TL431. Rlow<2,5/150 μA = 16,6 kΩ. Étant donné que le courant de fonctionnement du TL431 se situe dans la plage de 1 mA à 100 mA, lorsque le courant deR5est presque 0, le courant de 1 mA est fourni au TL431 parR14(R14<Uf/1mA). Basé sur le manuel du PC817B,Uf= 1,15 V, la valeur deR14peut être de 1 kΩ puisque sa valeur doit être inférieure à 1,15 kΩ.
Sur la base des courbes caractéristiques de la triode dans le PC817B, lorsque le courant direct du transistor est d’environ 7 mA, la valeur deJeCest également de 7 mA et la tension d’émetteur est linéaire dans une catégorie relativement large avec le UC3842COMP linéaire. Le CTR dans le PC817B est dans la plage de 1,3 à 2,6. Lorsque la valeur deJeCest de 7 mA, en considérant la pire situation, la valeur du CTR est de 1,3. Le courant maximal traversant la LED doit être requis pour êtreJef=JeC/1.3 = 5,38 mA,R4<(5 -Uka-Uf)/5,38 mA = (5 - 1,15 - 2,5)/5,38 mA = 250 Ω. Le courant maximal que le TL431 peut supporter est de 150 mA tandis que le courant maximal que le PC817 peut supporter est de 50 mA. Par conséquent, le courant maximalR4fournit 50 mA avecR4>(5 - 1,15 - 2,5)/50 mA = 27 Ω. Donc la plage deR4est comprise entre 27 Ω et 250 Ω, avec la valeur de 150 Ω sélectionnée.
• Conception du circuit de masse
Le transformateur est appliqué comme isolateur de masse entre la masse froide et la masse chaude dans l’alimentation à découpage. La masse chaude au primaire du transformateur peut former une boucle à travers le réseau électrique, et le secondaire du transformateur se réfère à la boucle formée par la masse froide et la terre. Condensateur de sécuritéYest récupéré parC16etC17pour connecter le conducteur neutre et la phase à la terre du châssis afin de filtrer les interférences en mode commun. CondensateurC18entre la terre chaude et la terre froide, transforme le bruit du côté secondaire du transformateur en court-circuit primaire afin de réduire les ondes électromagnétiques rayonnées.
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