RFIDリーダー用フライバック電源モジュール回路設計

近年、高集積チップの発展に伴い、スイッチング電源技術は小型化・高周波化・高効率化へと進展してきた。高集積の制御チップにより、設計用ソフトウェアに依存してスイッチング電源を設計することが比較的容易になったため、必要な周辺部品は簡素化されている。しかし、高集積化の問題として、設計の自由度の低下、チップの入手性の低さ、および低価格化が挙げられる。各メーカーが開発した設計ソフトウェアは、特定の種類の専用チップのみをシミュレートできるに過ぎない。実際の応用においては、製品要求に適合し、かつ優れた動作状態を備えたスイッチング電源を設計することが極めて重要である。RFID 用電源モジュールの要求に基づき、220VAC から 0.5VDC までの電圧変換を行い、寸法 88mm × 70mm のスイッチング電源を設計した。タグ読み取り時の動作電流が 1.5A 近くになるため、設計したスイッチング電源の最大出力電流は 3A に設定している。

比較的低出力の小型設計において、Erickson R W の理論によれば、フライバック型スイッチング電源の電力スイッチ利用率 0.385 は、通常のフォワード型、フルブリッジ型およびハーフブリッジ型で得られる 0.353 よりも高い。したがって、フライバックコンバータ構成が採用される。フィードバック設計と電流モード制御の利点を考慮し、電流モード PWM 制御チップ UC3842 が選択される。

スイッチング電源でUC3842チップを用いる場合、周辺回路の設計は比較的容易である。電流モードPWM制御チップの構造は、ループ内のインダクタンスによってもたらされる二重極を排除し、フィードバックループの設計を効果的に簡素化している。出力端には、ツェナーダイオードTL431とフォトカプラから構成されるフィードバック方式が適用されている。UC3842に基づく設計では、設計者はフライバック構成の各モジュールを個別に設計する傾向があり、隣接回路およびフィードバック回路の設計を重視し、それ以外の回路設計は軽視されがちである。例えば、Middlebrook博士の余剰要素定理によれば、入力フィルタの入力インピーダンスはコンバータの入力インピーダンスより十分小さくなければならない。そうでない場合、回路に発振が生じる可能性がある。本設計では、入力フィルタの回路設計、スロープ補償、グラウンド回路設計など、隣接回路の設計について慎重に検討している。設計案はSaberシミュレーションによって決定され、RFIDを用いたデバッグにより、要求との適合性および安定性が検証されている。

フライバックスイッチ電源の基礎理論

スイッチング電源の基本的な設計理論は、まず VAC を VDC に変換し、IC チップへの電源として供給し、その IC が DC を HFAC に変換し、その後再び DC 出力へと変換することである。フィードバックは、出力 DC のサンプルと入力 IC 制御スイッチからの情報により、出力電圧を安定化させる。スイッチング電源の理論を図1に示す。

フライバックスイッチ電源の制御コンバータには、電流モードの二重閉ループ構造が適用されている。フライバックコンバータの特徴は、スイッチング素子がオンの状態では、トランス一次側コイル内のインダクタンスエネルギーが整流ダイオードを介して負荷に電力を供給し、スイッチング素子がオフの状態では、エネルギーがトランスのコイル内に蓄積され、出力は出力コンデンサに蓄えられたエネルギーによって供給される点にある。フライバックコンバータの回路図を図2に示す。

出力検出抵抗によって検出された電圧がR₁そしてR₂基準電圧より小さいV_参照スイッチング管を用いた誤差増幅器を通じて、誤差が増大するQ₁開放する。変圧器の一次インダクタンスと電流は、次の傾きによって増加する（V_g-V_オン)/L_ｍ・サンプリング抵抗R_s一次インダクタンスと電流をサンプリング電圧に変換する。サンプリング抵抗上のサンプリング電圧の比較に基づいてR_sおよび誤差電圧は、サンプリング抵抗上の電圧が…R_s誤差電圧より高い値まで上昇すると、低レベルが出力され、次のクロックが到来するまでスイッチングトランジスタはオフになります。フライバック型スイッチング電源は出力側のパワーインダクタを必要とせず、トランスのインダクタンスをそのまま電力伝送に利用できるため、トポロジー構造が簡潔であるという特徴があります。制御回路は主に電流モードPWMチップUC3842とその周辺回路に依存しています。

電流モードPWMチップ UC3842

本設計で採用している制御CPUは、固定周波数・電流モードのPWMチップUC3842であり、発振器、誤差増幅器、PWMコンパレータ、SRトリガなどの重要な制御コンポーネントを一体化している。このチップは、アンダーボルテージおよび過電流保護機能を備え、トーテムポール出力方式を採用し、動作周波数は500kHz、起動電流は1mA未満、最大出力電流は1Aである。

各ピンの機能はそれぞれ異なります。ピン7は電源用です。電圧が16Vのスロースタートしきい値を超えると、シュミットトリガは高レベルを出力します。電圧レギュレータはピン8に5Vの基準電圧を供給し、電圧が10V未満になると、シュミットトリガは低電圧ロック状態で低レベルを出力します。内部定電圧ダイオードにより、最大入力電圧は36V以内に制限されます。電源は～に供給されます。C_tピン4による外部RC回路、およびピン8による抵抗を介してR_tそしてC_ｔ内部電流源によって発振器の周波数を決定し、電力を生成します。ピン2は誤差増幅器の反転入力端であり、ピン1は補償を供給するための誤差増幅器の出力端です。ピン3は電流検出用のピンであり、誤差増幅器の出力によってデューティサイクルを決定し、ピン3の電圧が1Vを超えると電流の流れは遮断されます。ピン6はトーテムポール方式の出力を供給し、最大動作電流は1Aで、スイッチング素子のオフを高速化します。

フライバックスイッチ電源制御の設計

制御部の回路図は、以下の図3に示されている。フライバックコンバータの制御部は、そのほとんどがチップUC3842内部に集積されており、わずかな外付け部品だけで所要の制御機能を実現できる。主な制御機能モジュールには、起動回路、周波数設計、保護回路、駆動回路、およびスロープ補償が含まれる。

・起動回路および周波数設計

起動回路は、ピン7に16Vを超える起動電圧を供給します。システムが起動すると、補助巻線によってピン7に電力が供給されます。このシステムの動作周波数は、ピン8とピン4の間に接続されたタイミング用コンデンサと抵抗によって決定されます。ピン8の5V基準電圧はコンデンサに電力を供給します。C₁₅抵抗器を通してR₉コンデンサーC₁₅その後、内部電流源によって鋸歯波を発生させ、この電流源が生成する電流の時間幅が、チップがPWMを出力する際のデッドタイムを決定する。性能を確保するために、デッドタイムは発振周期よりも5％短くなければならない。タイミングシーケンス図に基づいて、次のことが得られる。C₁₅3.3nF で、動作周波数は 47kHz です。式に従ってf_OSC= 1.7/(R_参照xC₁₅)、の値R₉11kHzです。

・現在のフォールドバック回路

現在のフォールドバック回路は、過電流検出用抵抗を介して、一次側エッジのインダクタ電流を、PWMコンパレータによって実装された電圧・誤差アンプの出力電圧に変換します。ピン3の電圧が1Vを超えると、出力は遮断されます。インダクタ電流のピーク値は1Aと想定されており、電流検出抵抗の値はR₁₃1Ωであるはずです。トランス一次側エッジのインダクタ電流ピークによって引き起こされるエラーシャットオフを防ぐために、R₁₁そしてC₁₄ピークをフィルタリングするためにアクセスされ、ピーク電流はおよそ数百ナノ秒です。R11 を 1k、C14 を 500pF と仮定した条件では、時定数 τ =RC= 500ナノ秒。

・MOS管の駆動回路

MOS管のドライバ回路は、特に立ち下がりエッジにおいて、PWMの優れた波形を担っています。出力ピン6とゲート直列抵抗との直列接続R₆MOSトランジスタの入力容量および回路内のあらゆる直列リードインダクタンスによって生じる高周波寄生変動を低減します。MOSトランジスタのスイッチングPWM波形を確保するために、その値はR₆常に数十オームから二十数オームの範囲で小さい。値はR₈MOS管のグリッドブリーダ抵抗として15kΩであるはずです。

・スロープ補償

ピーク電流モード制御では、インダクタ電流のピーク値は常に設定されますが、インダクタ電流の平均値はそうではありません。デューティ比の変化は平均電流を変化させ、ピーク電流制御の内部ループはインダクタ電流のピーク値を保証しますが、出力電圧と整合する正しいインダクタ電流の平均値を制御できず、その結果、出力電圧が絶えず変動します。デューティ比が 50% を超えると、インダクタ電流のリップルによって発振が生じます。本設計では、スロープ補償が必要となります。上りスロープ補償の適用とは、電流サンプル信号に正のスロープを持つ電圧を重ね合わせることを指します。本設計では容量性補償が適用されており、C_５１ピン3とピン4の間に追加された100pFのうち、発振器の発振信号が電力を供給するC₅₁この種類のスロープ補償では、ピン3をコンデンサを介して接続します。この方式のスロープ補償では、発振器の電流を引き込んでしまったり、ピン3に過度に大きな負電圧を発生させたりすることを避けるため、容量は pF オーダーの比較的小さい値にします。

フライバックスイッチ電源の周辺回路設計

・EMIおよび整流器フィルタの回路設計

高周波電力網が装置に与える干渉および高周波スイッチが電力網に与える影響を抑制するためには、入力段にEMIフィルタ回路を接続する必要がある。一般的なEMIフィルタ波形の回路図を図4に示す。

C₁電力網の入力ポートに接続されている一方でC₂は、装置の入力ポートに接続され、差動モード干渉を除去します。L共模チョークと同じ方向を共有し、共模干渉をフィルタリングする一方でC₁₆そしてC₁₇グランドに接続され、コモンモード干渉を除去するために用いられます。

リーク電流のC₁₆そしてC₁₇式に従って計算されます：2 つの同一コンデンサの場合、漏れ電流の振幅は次の式に従うものとする。、その中でｆ電力網の周波数を指し、その値は50Hzです。Cは、グランドに対する合計 4400pF の容量を指し、V110V の対地電圧を指します。したがって、その値は私_リークEMI後、安全規格に適合した220VACの有効値を持つ交流に対応する0.15mAです。振幅は出力DCVが…の一方で・ダイオードの逆方向降伏電圧は、次の要件を満たしていなければならない。。C一方でフィルタ容量を指すR_L負荷を指します。時定数が大きいほどR_LCは平滑用コンデンサであり、その容量が大きいほどフィルタ効果は良くなります。高耐圧のダイオード1N4007が選定されています。

・フィルタの出力インピーダンスとコンバータの入力インピーダンスによって生じる発振

コンバータの入力インピーダンスとフィルタの出力インピーダンスの不整合は、同様に発振を引き起こす可能性がある。ループシステムのコンバータの入力インピーダンスは、負の抵抗とみなすことができる（). フィルターはLCフィルタおよび伝達関数は、インダクタンスとキャパシタンスのESRを用いて求めることができる。

定常振荡するコンバータの入力インピーダンスは、次の式に従わなければならない。。

したがって、ループコンバータの入力インピーダンスが、計算されたフィルタの発振出力インピーダンスよりも小さい場合にのみ、伝達関数の減衰係数は正の値となり、振動を低減して安定状態に至る。一方、それ以外の場合には回路は発振する。

・スナバ回路の設計

遮断時の過電圧によって周波数管が破壊されるのを防ぐため、一次側エッジRCDスナバ回路をトランスに組み込む必要があります。出力ポートには出力スナバ回路を追加し、出力ダイオードのハードブレークダウンを防止します。その構成を図5に示します。

MOS管がブレークダウンする過程において、一次エッジの電流私_ｄトランス一次側のエッジリーケージソースを介して、寄生漏れソース容量に電力を供給します。この高周波電圧により、スイッチング素子の電圧が耐圧を超えてスイッチング素子が破壊される可能性があるため、電圧クランプ経路を提供するためにRCDスナバ回路を追加します。高耐圧の高速リカバリダイオードFR107を採用し、RCD抵抗は5kΩ、コンデンサは3300pFとします。

入力が開放され、MOS管がオンになっているとき、出力ショットキーダイオードに加わる電圧（）および MOS 管のハードブレークダウンによってダイオードがブレークダウンする。RC スナバ回路を追加すると、ショットキーダイオードにかかる電圧がV_D=V_O+私_OxR₃・MOSFET 2SK792 のターンオン時間は 55ns であり、ショットキーダイオード SB540 の逆耐圧は 60V、出力V_O電圧は 5V で、最大電流は 3A です。したがって、最大スナバ回路の等価抵抗は 18.33Ω となり、(). R が 18Ω、C が 560pF のとき、等価直列抵抗は 18.06Ω となる。

・出力回路設計

整流はショットキーダイオードを用いた出力部によって実装され、フィルタリングには低ESRのコンデンサが適用されます。これにより等価コンデンサESRが低減されて出力が改善され、その様子を図6に示します。

出力サンプリング回路は、〜を通じて得られるR₅そしてR₁₂差動電圧およびその値R₁₂は、1.5μAであるTL431の出力端子電流を基準として決定される。電流が差動電圧比およびノイズに影響を与えるのを避けるため、抵抗を流れる電流はR₁₂TL431 の入力電流の 100 倍以上であるべきです。Rlow < 2.5/150μA = 16.6kΩ。TL431 の動作電流は 1mA から 100mA の範囲であるため、電流がR₅ほぼ0である場合、1mAの電流がTL431に供給されるのはR₁₄(R₁₄<U_ｆ/1mA)。PC817B のマニュアルに基づき、U_ｆ= 1.15V、値はR₁₄その値は 1.15 kΩ 未満である必要があるため、1 kΩ にすることができます。

PC817B の三極管の特性曲線に基づくと、トランジスタの順電流がおよそ 7mA のとき、その値は私_C同様に 7mA であり、エミッタ電圧は比較的広い範囲で uc3842comp のリニア動作に対して線形です。PC817B の CTR は 1.3 から 2.6 の範囲にあります。値が私_C7mAであり、最悪の状況を考慮すると、CTRの値は1.3となる。LEDに流れる最大電流は～である必要がある。私_ｆ=私_C/1.3 = 5.38mA,R₄<(5 -U_カ-U_ｆ)/5.38mA = (5 - 1.15 - 2.5)/5.38mA = 250Ω。TL431 が耐えられる最大電流は 150mA であり、PC817 が耐えられる最大電流は 50mA です。したがって、最大電流はR₄提供されるのは50mAでR₄>(5 - 1.15 - 2.5)/50mA = 27Ω。したがって、その範囲はR₄27Ωから250Ωの間で、150Ωが選択されています。

・接地回路設計

スイッチング電源において、コールドグラウンドとホットグラウンド間のグランドアイソレータとしてトランスが適用される。トランスの一次側のホットグラウンドは、電力網を介してループを形成することができ、トランスの二次側はコールドグラウンドと大地によって形成されるループを指す。安全コンデンサYに拾い上げられるC₁₆そしてC₁₇ゼロラインと火線をフレームグラウンドに接続し、コモンモード干渉をフィルタするためのコンデンサC₁₈ホットグラウンドとコールドグラウンドの間で、トランスの二次側のノイズを一次側の短絡に変換し、放射電磁波を低減する。

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