การออกแบบวงจรโมดูลพลังงานแบบฟลายแบ็กสำหรับเครื่องอ่าน RFID

เทคโนโลยีแหล่งจ่ายไฟแบบสวิตชิ่งมีพัฒนาการไปสู่ขนาดที่เล็กลง ความถี่สูง และประสิทธิภาพสูงขึ้นควบคู่ไปกับการพัฒนาชิปแบบบูรณาการสูงในช่วงไม่กี่ปีที่ผ่านมา ชิปควบคุมแบบบูรณาการสูงทำให้ส่วนประกอบรอบข้างที่ต้องใช้มีความเรียบง่ายขึ้น เนื่องจากการออกแบบแหล่งจ่ายไฟแบบสวิตชิ่งโดยอาศัยซอฟต์แวร์ออกแบบทำได้ค่อนข้างง่าย อย่างไรก็ตาม ปัญหาของการบูรณาการในระดับสูงทำให้เสรีภาพในการออกแบบลดลง ความพร้อมใช้งานของชิปลดลง และราคาต่ำ ซอฟต์แวร์ออกแบบที่พัฒนาโดยผู้ผลิตแต่ละรายสามารถจำลองชิปเฉพาะบางประเภทเท่านั้น ในการประยุกต์ใช้จริง การออกแบบแหล่งจ่ายไฟแบบสวิตชิ่งให้สอดคล้องกับความต้องการของผลิตภัณฑ์และมีสภาวะการทำงานที่ยอดเยี่ยมเป็นสิ่งสำคัญ ตามข้อกำหนดของโมดูลจ่ายไฟสำหรับ RFID ได้มีการออกแบบแหล่งจ่ายไฟแบบสวิตชิ่งที่มีแรงดันจาก 220VAC เป็น 0.5VDC และมีขนาด 88 มม. x 70 มม. เนื่องจากกระแสทำงานอยู่ใกล้เคียง 1.5A ในระหว่างกระบวนการอ่านแท็ก กระแสเอาต์พุตสูงสุดของแหล่งจ่ายไฟแบบสวิตชิ่งที่ออกแบบจึงถูกกำหนดให้เป็น 3A

ในการออกแบบวงจรขนาดเล็กที่มีกำลังขาออกค่อนข้างต่ำ ตามทฤษฎีของ Erickson R W พบว่าอัตราการใช้งานสวิตช์กำลังของแหล่งจ่ายไฟสวิตชิ่งแบบฟลายแบ็กที่มีค่า 0.385 นั้นสูงกว่าค่า 0.353 ของโครงสร้างแบบช็อกปกติ ฟูลบริดจ์ และฮาฟบริดจ์ ดังนั้นจึงเลือกใช้โครงสร้างฟลายแบ็กคอนเวอร์เตอร์ โดยคำนึงถึงข้อดีของการออกแบบแบบป้อนกลับและตัวควบคุมโหมดกระแส จึงเลือกใช้ชิปควบคุม PWM แบบโหมดกระแส UC3842

ในการใช้ชิป UC3842 ในวงจรแหล่งจ่ายไฟสวิตช์ การออกแบบวงจรรอบข้างทำได้ค่อนข้างง่าย โครงสร้างชิปควบคุม PWM แบบกระแส (Current mode) ช่วยขจัดโพลคู่ที่เกิดจากตัวเหนี่ยวนำในลูป เพื่อให้สามารถทำให้การออกแบบลูปป้อนกลับง่ายขึ้นอย่างมีประสิทธิภาพ รูปแบบการป้อนกลับที่ขั้วเอาต์พุตใช้การประกอบกันของไดโอดรักษาแรงดัน TL431 และออปโตคัปเปลอร์ ในการออกแบบที่ใช้ UC3842 ผู้ออกแบบมักจะแยกออกแบบแต่ละโมดูลในโครงสร้างฟลายแบ็ก โดยให้ความสำคัญกับการออกแบบวงจรข้างเคียงและวงจรป้อนกลับ ขณะที่การออกแบบวงจรอื่น ๆ มักถูกละเลย ตัวอย่างเช่น ตามทฤษฎี Extra Element ของ Dr. Middlebrook อิมพีแดนซ์ขาเข้าของฟิลเตอร์ขาเข้าต้องมีค่าต่ำกว่าอิมพีแดนซ์ขาเข้าของคอนเวอร์เตอร์มาก มิฉะนั้นวงจรอาจเกิดการสั่นได้ การออกแบบนี้ได้อภิปรายอย่างละเอียดเกี่ยวกับการออกแบบวงจรข้างเคียง เช่น การออกแบบวงจรฟิลเตอร์ขาเข้า การชดเชยความชัน (slope compensation) และการออกแบบวงจรกราวด์ แผนการออกแบบถูกกำหนดผ่านการจำลองด้วย Saber และตรวจสอบความสอดคล้องกับข้อกำหนดและความเสถียรผ่านการดีบักร่วมกับ RFID

ทฤษฎีพื้นฐานของแหล่งจ่ายไฟสวิตช์แบบฟลายแบ็ก

ทฤษฎีการออกแบบพื้นฐานของแหล่งจ่ายไฟแบบสวิตช์ คือการแปลง VAC ให้เป็น VDC เพื่อจ่ายพลังงานให้กับชิป IC ซึ่งจะเปลี่ยนกระแสตรง (DC) ให้เป็นกระแสสลับความถี่สูง (HFAC) แล้วจึงแปลงกลับเป็นเอาต์พุตแบบกระแสตรง (DC) อีกครั้ง วงจรป้อนกลับจะทำหน้าที่ทำให้แรงดันเอาต์พุตคงที่ โดยอาศัยตัวอย่างแรงดัน DC ที่เอาต์พุตและสัญญาณควบคุมสวิตช์จาก IC ทฤษฎีของแหล่งจ่ายไฟแบบสวิตช์แสดงไว้ในรูปที่ 1

โครงสร้างวงปิดแบบคู่ในโหมดกระแสไฟฟ้าปัจจุบันถูกนำมาใช้ในตัวแปลงควบคุมของแหล่งจ่ายไฟสวิตช์แบบฟลายแบ็ก ลักษณะเด่นของตัวแปลงฟลายแบ็กคือ เมื่อท่อสวิตช์อยู่ในสภาวะปิด พลังงานแม่เหล็กไฟฟ้าที่เก็บอยู่ในขดลวดด้านหนึ่งของหม้อแปลงจะจ่ายพลังงานให้กับตัวนำสัญญาณผ่านไดโอดเรคติไฟเออร์ ในขณะที่เมื่อท่อสวิตช์อยู่ในสภาวะเปิด พลังงานจะถูกเก็บสะสมไว้ในขดลวดของหม้อแปลง และเอาต์พุตจะถูกจ่ายโดยพลังงานที่เก็บอยู่ในตัวเก็บประจุเอาต์พุต แผนผังวงจรของตัวแปลงฟลายแบ็กแสดงไว้ในรูปที่ 2

เมื่อแรงดันไฟฟ้าที่ตรวจวัดได้โดยตัวต้านทานตรวจจับเอาต์พุตR₁และR₂มีค่าน้อยกว่าค่าแรงดันอ้างอิงวี_{อ้างอิง}ข้อผิดพลาดเพิ่มขึ้นผ่านเครื่องขยายข้อผิดพลาดด้วยหลอดสวิตชิ่งถาม₁เปิดอยู่ ค่าความเหนี่ยวนำปฐมภูมิและกระแสของหม้อแปลงเพิ่มขึ้นด้วยความชันของ (วี_g-V_บน)/แ_ม. ตัวต้านทานตัวอย่างอ_sเปลี่ยนความเหนี่ยวนำปฐมภูมิและกระแสให้เป็นแรงดันตัวอย่าง โดยอิงจากการเปรียบเทียบระหว่างแรงดันตัวอย่างบนตัวต้านทานตัวอย่างอ_sและแรงดันไฟฟ้าความคลาดเคลื่อน เมื่อแรงดันไฟฟ้าบนตัวต้านทานตัวอย่างอ_sเพิ่มขึ้นถึงค่าที่สูงกว่าค่าแรงดันผิดพลาด ระดับต่ำจะถูกส่งออกและท่อสวิตช์จะปิดจนกว่าจะมาถึงสัญญาณนาฬิกาถัดไป แหล่งจ่ายไฟสวิตช์แบบฟลายแบ็กไม่ต้องการตัวเหนี่ยวนำกำลังที่เอาต์พุต และสามารถใช้ตัวเหนี่ยวนำของหม้อแปลงได้โดยตรงสำหรับการจ่ายกำลัง ซึ่งมีลักษณะเป็นโครงสร้างทอพอโลยีที่เรียบง่าย วงจรควบคุมขึ้นอยู่กับชิป PWM โหมดกระแส UC3842 และวงจรรอบข้างเป็นหลัก

โหมดปัจจุบัน ชิป PWM รุ่น UC3842

ซีพียูควบคุมที่ใช้ในดีไซน์นี้คือชิป PWM รุ่น UC3842 ซึ่งทำงานในโหมดความถี่คงที่และกระแสคงที่ โดยบูรณวัตถุส่วนควบคุมที่สำคัญไว้ภายใน เช่น ออสซิลเลเตอร์ แอมพลิฟายเออร์สำหรับสัญญาณผิดพลาด (error amplifier) ตัวเปรียบเทียบ PWM และทริกเกอร์แบบ SR ชิปตัวนี้มีฟังก์ชันการป้องกันแรงดันไฟฟ้าต่ำเกินไปและกระแสเกิน พร้อมโหมดเอาต์พุตแบบโทเท็มโพล ความถี่การทำงาน 500kHz กระแสเริ่มต้นน้อยกว่า 1mA และกระแสเอาต์พุตสูงสุด 1A

หน้าที่ของขาแต่ละขานั้นแตกต่างกัน ขา 7 ใช้สำหรับจ่ายไฟ เมื่อแรงดันไฟฟ้ามากกว่าค่ากระตุ้นเริ่มทำงานแบบสโลว์สตาร์ตที่ 16V ชมิตต์ทริกเกอร์จะให้เอาต์พุตเป็นระดับสูง ตัวปรับแรงดันไฟฟ้าจะจ่ายแรงดันอ้างอิง 5V ไปยังขา 8 และเมื่อแรงดันไฟฟ้าต่ำกว่า 10V ชมิตต์ทริกเกอร์จะให้เอาต์พุตเป็นระดับต่ำพร้อมทั้งล็อกการทำงานเมื่อแรงดันต่ำ หลอดไดโอดรักษาเสถียรภาพภายในจะจำกัดแรงดันไฟฟ้าขาเข้ามากสุดไว้ที่ 36V กำลังไฟจะถูกจ่ายให้กับC_tผ่านขา 4 ด้วยวงจร RC ภายนอก และผ่านขา 8 ด้วยตัวต้านทานอ_tและC_ตกำหนดความถี่ของออสซิลเลเตอร์ผ่านแหล่งกระแสไฟภายในที่สร้างกระแสไฟฟ้า ขา 2 เป็นขาอินพุตกลับเฟสของแอมพลิฟายเออร์ตรวจสอบความผิดพลาด ในขณะที่ขา 1 เป็นขาเอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์ตรวจสอบความผิดพลาดเพื่อจ่ายการชดเชย ขา 3 เป็นขาตรวจจับกระแส กำหนัดรอบการทำงานผ่านเอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์ตรวจสอบความผิดพลาด และเมื่อแรงดันของขา 3 มากกว่า 1V การไหลของกระแสจะถูกตัด ขา 6 จ่ายเอาต์พุตโหมดโทเท็มโพล โดยมีกระแสทำงานสูงสุด 1A เพื่อเร่งการปิดของท่อสวิตช์

การออกแบบการควบคุมกำลังสวิตช์แบบฟลายแบ็ก

แผนผังวงจรของส่วนควบคุมแสดงไว้ในรูปที่ 3 ด้านล่าง ส่วนควบคุมของฟลายแบ็กคอนเวอร์เตอร์ส่วนใหญ่ถูกรวมอยู่ภายในชิป UC3842 และใช้เพียงไม่กี่อุปกรณ์ภายนอกก็สามารถทำหน้าที่ควบคุมตามที่ต้องการได้ โมดูลฟังก์ชันควบคุมหลักประกอบด้วยวงจรเริ่มต้น วงจรออกแบบความถี่ วงจรป้องกัน วงจรขับเคลื่อน และการชดเชยความชัน

• การออกแบบวงจรเริ่มต้นและความถี่

วงจรเริ่มต้นจ่ายแรงดันเริ่มต้นมากกว่า 16V ให้กับขา 7 เมื่อระบบเริ่มทำงาน พลังงานจะถูกจ่ายไปยังขา 7 โดยขดลวดเสริม ความถี่การทำงานของระบบนี้ถูกกำหนดโดยตัวเก็บประจุและตัวต้านทานกำหนดเวลา ระหว่างขา 8 และขา 4 แรงดันอ้างอิง 5V ของขา 8 จ่ายพลังงานให้กับตัวเก็บประจุC₁₅ผ่านตัวต้านทานอ₉. ตัวเก็บประจุC₁₅จากนั้นจะสร้างคลื่นฟันเลื่อยผ่านแหล่งกระแสไฟฟ้าภายในที่สร้างกระแสไฟฟ้า ซึ่งช่วงเวลาของมันจะกำหนดเวลาเดดไทม์ของเอาต์พุต PWM ของชิป เพื่อให้มั่นใจถึงประสิทธิภาพ เดดไทม์ควรน้อยกว่าคาบการสั่นของสัญญาณ 5% จากไดอะแกรมลำดับเวลา สามารถได้มาว่าC₁₅มีค่า 3.3nF และความถี่การทำงาน 47kHz ตามสูตรf_osc= 1.7/(อ_{อ้างอิง}xC₁₅), ค่าอ₉คือ 11kHz.

• วงจรโฟลด์แบ็กปัจจุบัน

วงจรโฟลด์แบ็กปัจจุบันของชิปจะแปลงกระแสของตัวเหนี่ยวนำที่ด้านปฐมภูมิให้เป็นแรงดันเอาต์พุตของแอมพลิฟายเออร์แรงดันและแอมพลิฟายเออร์ข้อผิดพลาด ซึ่งถูกนำไปใช้โดยคอมพาเรเตอร์ PWM ผ่านตัวต้านทานตรวจจับกระแสเกิน เมื่อแรงดันที่ขา 3 มีค่ามากกว่า 1V เอาต์พุตจะหยุดทำงาน กระแสพีคของตัวเหนี่ยวนำควรจะเป็น 1A และค่าของตัวต้านทานตรวจจับกระแสอ₁₃ควรจะเป็น 1Ω เพื่อป้องกันการตัดการทำงานผิดพลาดที่เกิดจากกระแสพีคของตัวเหนี่ยวนำที่ด้านปฐมภูมิของหม้อแปลงอ₁₁และC₁₄ถูกเข้าถึงเพื่อกรองพีค และกระแสพีคมีค่าประมาณระดับหลายร้อยนาโนวินาที ในเงื่อนไขที่ R11 สมมติให้เป็น 1k และ C14 เป็น 500pF ค่าคงตัวเวลา τ =RC= 500 นาโนวินาที.

• วงจรขับของทรานซิสเตอร์ MOS

วงจรขับของทรานซิสเตอร์ MOS รับผิดชอบต่อรูปคลื่น PWM ที่ยอดเยี่ยม โดยเฉพาะขอบตก การต่ออนุกรมระหว่างขาเอาต์พุตหมายเลข 6 กับตัวต้านทานอนุกรมที่เกตอ₆จะลดการสั่นพาราซิติกความถี่สูงที่เกิดจากความจุอินพุตของทรานซิสเตอร์ MOS และความเหนี่ยวนำของลวดตัวนำอนุกรมใด ๆ ในวงจร เพื่อให้มั่นใจได้ถึงรูปคลื่น PWM การสวิตช์ของทรานซิสเตอร์ MOS ค่าR₆มักมีค่าต่ำอยู่ในช่วงตั้งแต่หลักสิบถึงยี่สิบโอห์ม ค่าR₈ควรจะเป็นตัวต้านทานระบายประจุตะแกรงของท่อ MOS ขนาด 15kΩ

• การชดเชยความชัน

ในโหมดควบคุมกระแสพีค กระแสพีคของตัวเหนี่ยวนำจะถูกกำหนดค่าให้คงที่ ในขณะที่ค่ากระแสเฉลี่ยของตัวเหนี่ยวนำจะไม่ถูกกำหนด การเปลี่ยนแปลงของดิวตี้ไซเคิลจะทำให้กระแสเฉลี่ยเปลี่ยนไป และลูปด้านในของการควบคุมกระแสพีคจะทำให้ค่ากระแสพีคของตัวเหนี่ยวนำคงที่ แต่ไม่สามารถควบคุมค่ากระแสเฉลี่ยของตัวเหนี่ยวนำให้ถูกต้องและสอดคล้องกับแรงดันขาออกได้ ส่งผลให้แรงดันขาออกเปลี่ยนแปลงตลอดเวลา เมื่อดิวตี้ไซเคิลมากกว่า 50% การกระเพื่อมของกระแสตัวเหนี่ยวนำจะก่อให้เกิดการออสซิลเลชัน ในการออกแบบนี้จึงจำเป็นต้องมีการชดเชยความชัน การใช้การชดเชยความชันด้านบนหมายถึงการซ้อนแรงดันที่มีความชันบวกลงบนสัญญาณตัวอย่างกระแส ในการออกแบบนี้มีการใช้การชดเชยแบบตัวเก็บประจุด้วยค₅₁ของตัวเก็บประจุ 100pF ที่ต่อเพิ่มระหว่างขา 3 และขา 4 และสัญญาณออสซิลเลชันของออสซิลเลเตอร์จ่ายกำลังไฟให้กับค₅₁และขา 3 ผ่านตัวเก็บประจุ ด้วยวิธีการชดเชยความชันแบบนี้ ค่าความจุจะมีขนาดค่อนข้างเล็กอยู่ในระดับพิโคฟารัด (pF) เพื่อหลีกเลี่ยงการดึงกระแสของออสซิลเลเตอร์และการสร้างแรงดันลบที่มีค่ามากเกินไปบนขา 3

การออกแบบวงจรรอบข้างของแหล่งจ่ายไฟสวิตช์โหมดแบบฟลายแบ็ก

• การออกแบบวงจรสำหรับ EMI และตัวกรองเรกติไฟเออร์

เพื่อกรองสัญญาณรบกวนจากความถี่สูงของโครงข่ายไฟฟ้าที่มีต่ออุปกรณ์ และลดผลกระทบจากสวิตช์ความถี่สูงที่มีต่อโครงข่ายไฟฟ้า ควรต่อวงจรกรอง EMI ไว้ที่ด้านอินพุต แผนผังวงจรของคลื่นตัวกรอง EMI แบบทั่วไปแสดงไว้ในรูปที่ 4

C₁เชื่อมต่อที่พอร์ตอินพุตของโครงข่ายไฟฟ้าในขณะที่C₂ใช้กับพอร์ตอินพุตของอุปกรณ์เพื่อขจัดสัญญาณรบกวนแบบโหมดดิฟเฟอเรนเชียลLมีทิศทางเดียวกันกับโช้กโหมดร่วมเพื่อกรองสัญญาณรบกวนโหมดร่วมขณะC₁₆และC₁₇เชื่อมต่อกับกราวด์เพื่อกรองสัญญาณรบกวนโหมดร่วม

กระแสรั่วของC₁₆และC₁₇คำนวณตามสูตร:สำหรับตัวเก็บประจุที่เหมือนกันสองตัว แอมพลิจูดของกระแสรั่วควรเป็นไปตามสูตร:ซึ่งในนั้นฟหมายถึงความถี่ของโครงข่ายไฟฟ้าที่มีค่า 50HzCหมายถึงค่าความจุรวม 4400pF ต่อกราวด์ และVหมายถึงแรงดันไฟฟ้ากับกราวด์ที่ 110V ดังนั้นค่าของฉัน_รั่วคือ 0.15mA ซึ่งเข้ากันได้กับกระแสสลับที่มีค่าที่แท้จริง 220VAC หลังจาก EMI ที่เข้ากันได้กับมาตรฐานความปลอดภัยแล้ว แอมพลิจูดคือในขณะที่ค่า DCV เอาต์พุตคือ. แรงดันพังทลายย้อนกลับของไดโอดควรเป็นไปตามข้อกำหนดต่อไปนี้:.Cหมายถึงค่าความจุของตัวเก็บประจุกรอง ในขณะที่อ_Lหมายถึงโหลด ค่าคงที่เวลายิ่งมากR_Lยิ่งค่าความจุของตัวเก็บประจุกรองมีความราบรื่นมากเท่าใด ประสิทธิภาพการกรองก็จะยิ่งดีขึ้นเท่านั้น ได้เลือกใช้ไดโอด 1N4007 ซึ่งมีค่าทนแรงดันสูง

• การสั่นที่เกิดจากอิมพีแดนซ์เอาต์พุตของฟิลเตอร์และอิมพีแดนซ์อินพุตของคอนเวอร์เตอร์

ความไม่เข้ากันระหว่างอิมพีแดนซ์ขาเข้าของคอนเวอร์เตอร์และอิมพีแดนซ์ขาออกของฟิลเตอร์อาจทำให้เกิดการออสซิลเลชันได้เช่นกัน อิมพีแดนซ์ขาเข้าของคอนเวอร์เตอร์ในระบบลูปสามารถถือได้ว่าเป็นตัวต้านทานเชิงลบ (). ตัวกรองคือแอลซีตัวกรองและฟังก์ชันถ่ายโอนสามารถหาได้โดยใช้ ESR ของตัวเหนี่ยวนำและตัวเก็บประจุ

อิมพีแดนซ์ขาเข้าของคอนเวอร์เตอร์ในระบบที่มีการออสซิลเลชันคงที่ควรเป็นไปตามสมการ:.

ดังนั้น มีเพียงเมื่ออิมพีแดนซ์ขาเข้าของตัวแปลงแบบลูปมีค่าน้อยกว่าอิมพีแดนซ์ขาออกของการสั่นพ้องของฟิลเตอร์ที่คำนวณได้เท่านั้น ค่าสัมประสิทธิ์แดมป์ของฟังก์ชันถ่ายโอนจึงจะเป็นค่าบวกซึ่งจะทำให้ระบบเข้าสู่สภาวะคงตัวเพื่อลดการสั่น หากไม่เป็นเช่นนั้น วงจรจะเกิดการแกว่งตัว

• การออกแบบวงจรสแนบบ์เบอร์

เพื่อป้องกันไม่ให้หลอดความถี่เสียหายอันเนื่องมาจากแรงดันเกินขณะปิดการทำงาน จำเป็นต้องติดตั้งวงจรป้องกันแรงดันเกินแบบ RCD ที่ด้านปฐมภูมิของหม้อแปลง พอร์ตเอาต์พุตจะทำให้ไดโอดเอาต์พุตสลายตัวเพื่อป้องกันการสลายตัวแบบรุนแรง โดยมีการเพิ่มวงจรสแน็บเบอร์ที่เอาต์พุต ซึ่งแสดงไว้ในรูปที่ 5

ในกระบวนการสลายตัวของท่อ MOS กระแสของขอบปฐมภูมิฉัน_ดจ่ายพลังงานให้กับความจุของแหล่งรั่วไหลแบบปรสิตผ่านแหล่งรั่วไหลขอบปฐมภูมิของหม้อแปลง แรงดันไฟฟ้าความถี่สูงนี้อาจทำให้แรงดันบนท่อสวิตช์เกินกว่าค่าทนแรงดันและทำให้ท่อสวิตช์พังเสียหาย ดังนั้นจึงเพิ่มวงจร RCD snubber เพื่อจัดให้มีเส้นทางหน่วงแรงดัน โดยเลือกใช้ไดโอดฟื้นตัวเร็ว FR107 ที่มีค่าทนแรงดันสูง ตัวต้านทาน RCD ค่า 5kΩ และตัวเก็บประจุ 3300pF

เมื่ออินพุตเปิดอยู่และหลอด MOS เปิดอยู่ แรงดันไฟฟ้าที่จ่ายให้กับไดโอดช็อตกีเอาต์พุต () และการเสียหายอย่างรุนแรงของท่อ MOS นำไปสู่การเสียหายของไดโอด เมื่อมีการเพิ่มวงจร RC snubber แล้ว แรงดันบนไดโอดชอตกีV_D=วี_โอ+ฉัน_OxR₃. เวลาเปิดของท่อ MOS 2SK792 คือ 55ns แรงดันทนย้อนกลับของไดโอดช็อตกี SB540 คือ 60V เอาต์พุตV_Oคือ 5V และกระแสสูงสุดคือ 3A ดังนั้น ความต้านทานเทียบเท่าของวงจรสแนบบ์เบอร์สูงสุดคือ 18.33Ω และ (). เมื่อ R มีค่า 18Ω และ C มีค่า 560pF ค่าความต้านทานอนุกรมเทียบเท่าคือ 18.06Ω

• การออกแบบวงจรเอาต์พุต

การแก้ไขสัญญาณถูกดำเนินการโดยส่วนเอาต์พุตผ่านไดโอดชอตกี และการกรองใช้ตัวเก็บประจุที่มีค่า ESR ต่ำ โดยค่า ESR ที่เทียบเท่าของตัวเก็บประจุจะลดเอาต์พุต ดังแสดงในรูปที่ 6

วงจรการสุ่มตัวอย่างเอาต์พุตได้มาผ่านทางR₅และR₁₂แรงดันไฟฟ้าผลต่างและค่าของอ₁₂ถูกกำหนดโดยอ้างอิงจากกระแสที่ขั้วเอาต์พุตของ TL431 ซึ่งมีค่า 1.5μA เพื่อหลีกเลี่ยงไม่ให้กระแสส่งผลกระทบต่ออัตราส่วนแรงดันไฟฟ้าเชิงต่างและสัญญาณรบกวน กระแสที่ไหลผ่านตัวต้านทานอ₁₂ควรมากกว่ากระแสอินพุตของ TL431 ถึง 100 เท่า Rlow<2.5/150μA=16.6kΩ เนื่องจากกระแสทำงานของ TL431 อยู่ในช่วงตั้งแต่ 1mA ถึง 100mA เมื่อกระแสของอ₅เกือบเป็น 0 กระแสไฟฟ้า 1mA ถูกจ่ายให้กับ TL431 โดยR₁₄(R₁₄<ยู_f/1mA). ตามคู่มือของ PC817Bยู_ฟ= 1.15V, ค่าอ₁₄อาจใช้เป็น 1kΩ ได้เนื่องจากค่าควรน้อยกว่า 1.15 kΩ

จากเส้นโค้งคุณลักษณะของไตรโอดใน PC817B เมื่อกระแสไปข้างหน้าของทรานซิสเตอร์อยู่ที่ประมาณ 7mA ค่าฉัน_Cกระแสเป็น 7mA เช่นกัน และแรงดันที่อีมิตเตอร์มีความเป็นเชิงเส้นภายในช่วงที่ค่อนข้างกว้าง โดยที่ uc3842comp มีความเป็นเชิงเส้น ค่า CTR ใน PC817B อยู่ในช่วงตั้งแต่ 1.3 ถึง 2.6 เมื่อค่าของฉัน_Cคือ 7mA โดยพิจารณาสถานการณ์ที่เลวร้ายที่สุด ค่า CTR เท่ากับ 1.3 กระแสสูงสุดที่ไหลผ่าน LED จำเป็นต้องเป็นฉัน_f=ฉัน_ค/1.3 = 5.38mA,R₄<(5 -ยู_กา-ยู_ฟ)/5.38mA = (5 - 1.15 - 2.5)/5.38mA = 250Ω. กระแสสูงสุดที่ TL431 สามารถทนได้คือ 150mA ในขณะที่กระแสสูงสุดที่ PC817 สามารถทนได้คือ 50mA ดังนั้นกระแสสูงสุดR₄ให้กระแส 50mA พร้อมด้วยR₄>(5 - 1.15 - 2.5)/50mA = 27Ω. ดังนั้นช่วงของR₄อยู่ระหว่าง 27Ω ถึง 250Ω โดยเลือกใช้ค่า 150Ω

• การออกแบบวงจรกราวด์

หม้อแปลงถูกนำมาใช้เป็นฉนวนระหว่างกราวด์เย็นและกราวด์ร้อนในสวิตช์เพาเวอร์ กราวด์ร้อนที่ด้านปฐมภูมิของหม้อแปลงสามารถสร้างเป็นลูปผ่านโครงข่ายไฟฟ้า และหม้อแปลงทุติยภูมิหมายถึงลูปที่เกิดจากกราวด์เย็นและกราวด์ ตัวเก็บประจุเพื่อความปลอดภัยวถูกรับโดยC₁₆และค₁₇เพื่อเชื่อมต่อสายนิวทรัลและสายเฟสเข้ากับกราวด์ของโครงเครื่อง เพื่อกรองสัญญาณรบกวนแบบโหมดร่วม ตัวเก็บประจุค₁₈ระหว่างกราวด์ร้อนและกราวด์เย็นจะแปลงสัญญาณรบกวนที่ด้านทุติยภูมิของหม้อแปลงให้กลายเป็นการลัดวงจรที่ด้านปฐมภูมิเพื่อลดการแผ่รังสีของคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้า

แหล่งข้อมูลที่เป็นประโยชน์
•การแนะนำอย่างครอบคลุมเกี่ยวกับ IoT ที่อิงบน RFID
•การออกแบบแผงวงจรพิมพ์กำลังสูงในสภาพแวดล้อมอุณหภูมิสูง
•วิธีเอาชนะข้อบกพร่องการต่อลงกราวด์ของแหล่งจ่ายไฟควบคุมโดยอิงจากการลดฉนวนในงานออกแบบ PCB
•การอภิปรายเกี่ยวกับเพาเวอร์และกราวด์ในความเข้ากันได้ทางแม่เหล็กไฟฟ้าของแผงวงจรพิมพ์ (PCB)
•วิธีการวิเคราะห์และลดอิมพีแดนซ์ของพาวเวอร์บนแผงวงจรพิมพ์ความเร็วสูง
•แผ่นวงจรพิมพ์รองหลังอะลูมิเนียม: ทางออกสำหรับงานกำลังสูงและงานที่ต้องการความเผื่อแน่นหนา
•บริการผลิตแผงวงจรพิมพ์ (PCB) แบบครบทุกฟังก์ชันจาก PCBCart - ตัวเลือกเสริมเพิ่มมูลค่าหลากหลาย
•บริการประกอบแผงวงจรขั้นสูงจาก PCBCart - เริ่มต้นเพียง 1 ชิ้น